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全差分放大器在高速信號處理中使用很廣，本篇將介紹全差分放大器與通用放大器的區(qū)別，以及通過LTspice仿真全差分放大器工作方式，重點討論全差分放大器電路的輸入端配置設計，并推薦一款軟件解決設計痛點，高效實現全差分放大器輸入端配置與噪聲評估。
1、全差分放大器特點與仿真
如圖3.31（a），通用放大器具有一組差分輸入端（正輸入、負輸入），一個以系統(tǒng)地為參考的輸出端，以及兩個電源輸入端，連接到供電系統(tǒng)，電源端通常在電路符號中隱藏。
如圖3.31（b），全差分放大器不同點在于增加第二個輸出端，形成差分輸出的操作方式。增加輸出共模電壓參考端，方便配置輸出信號的偏置電壓范圍。
圖3.31通用放大器與全差分放大器符號
全差分放大工作電路如圖3.32，每個輸出端使用一個反饋電阻Rf，構建2組反饋回路。每個輸入端使用一個Rg作為差分輸入電阻，在電路工作過程中與通用放大電路相比，具有以下特點：
圖3.32全差分放大器工作電路
（1）全差分放大電路增益為Rf與Rg的比值。
（2）全差分放大器的輸入端電壓(Vin+,Vin-)相互跟隨。
（3）全差分放大器的輸出范圍擴展一倍。
（4）全差分放大器兩個輸出端(Vout+,Vout-)的交流信號頻率相同，幅值相等，相位相差180°,所以輸出信號的偶次諧波可以抵消，降低輸出信號失真。
（5）全差分放大器兩個輸出端直流信號的平均值近似等于Vocm，但不是絕對相等。二者之間存在的差值定義為輸出共模失調電壓Vos,CM。如圖3.33，在25℃環(huán)境中，供電電壓為10V時，ADA4945的輸出共模失調電壓典型值為±5mV,最大值為±60mV。
（6）為評估全差分放大器的輸出差分信號的幅度匹配，相位偏離180°的程度。引入平衡的概念，等于輸出共模電壓值除以輸出差模電壓值，如式3-13。
圖3.33ADA4945的Vocm特性
如圖3.34，為ADA4945全差分放大器的信號調理電路，工作電源為±5V,輸出共模電壓設置為2.5V，兩組輸入信號的共模電壓為1V，差模信號幅值為±50mV，電阻誤差為1%。
圖3.34ADA4945工作電路
仿真結果如圖3.35，信號源V(in+),V(in-)分別提供具有1V直流偏置，峰峰值為100mV相位相差180°，頻率為20KHz的正弦波。ADA4945輸出信號V（vop）,V(von)分別是以接近輸出共模電壓Vocm為共模信號，峰峰值為100mV，相位相差180°，頻率為20KHz的正弦波。輸出信號V（vop）,V(von)的共模信號與所配置的輸出共模電壓Vocm之間存在輸出共模失調電壓為46.67mV。ADA4945的兩個輸入引腳電壓緊密跟隨電壓V(vip)、V(vin)之差為0V。ADA4945輸出的差模信號是峰峰值為200mV，頻率為20KHz的正弦波。
圖3.35ADA4945工作仿真結果
2、全差分放大電路輸入端配置
全差分放大電路設計中，輸入接口的匹配需要謹慎分析，尤其單端信號輸入情況的分析步驟十分復雜。主要體現在單端輸入信號的內阻，和匹配的特征電阻對電路閉環(huán)增益的影響，計算過程需要多次迭代。
（1）差分信號輸入結構
如圖3.36（a）差分輸入結構，在傳輸信號較長的電路中，需要使用一個匹配電阻Rt并聯在輸入端，達到電路預期的特征阻抗RL_dm。如圖3.36(b)，匹配電阻的阻值，如式3-14。
其中，Rin_dm為電路差模輸入阻抗，由于全差分放大器的兩個輸入端近似短路輸入阻抗為2倍Rg。RL_dm為輸入端預期的差模特征電阻。
當Rf與Rg為500Ω，輸入端期望差模阻抗為100Ω時，代入式3-14計算匹配電阻Rt為111Ω。
圖3.36差分輸入結構的匹配電路
（2）單端信號輸入結構
如圖3.37（a）為單端信號輸入的全差分電路，電阻Rg、Rf均為500Ω，電路預期增益為1倍。使用峰峰值為1V的單端信號Vin連接到端口，輸入阻抗Rin為Rg、Rf、Rf并聯阻抗與Rg之和，即：
如圖3.37（b），信號源Vin的內阻Rs為50Ω時，需要的匹配電阻Rt的阻值為：
圖3.37單端輸入信號的全差分電路
如圖3.37（b），信號源Vin會在內阻Rs與匹配電阻Rt產生分壓Vi，使用戴維南定律將輸入信號源Vin等效為具有內阻為Rts的信號源Vi，如圖3.37（c）。其中Rts值為Rs與Rt的并聯值。示例中Rts為25.96Ω,Vi為519.23mV。
再將等效信號源Vi代入圖3.37（b）。為保證差分輸入端阻抗相等，在同相輸入端增加電阻Rth，阻值與Rts相同，得到電路3.38（a），此時該電路的輸出差模電壓為：
計算結果與1V的期望輸出電壓Vout_ideal存在差異，需要對Rf進行調整改變增益，即修正Rf值為：
使用Rf1值替換Rf值,并恢復為戴維南等效前的電路，得到最終電路架構，如圖3.38（b）。
由于Rf值從500Ω修正為1.012KΩ，所以電路輸入電阻Rin發(fā)生變換，重新迭代上述計算過程，Rin修正值Rin1為705.6Ω，Rt修正值Rt1為53.56Ω，Rts、Rth修正值Rts1、Rth1為25.86Ω，所產生新電壓源Vi1為517.188mV,使用修正后參數電路的輸出電壓Vout1為：
圖3.38單端輸入匹配等效電路
計算結果0.99531V接近預期輸出電壓1V。在單端信號輸入的全差分放大電路中，預期增益為1倍、2倍時，迭代一次獲得的參數能夠接近預期結果。而高增益電路設計的計算量十分巨大，所以推薦一款ADI全差分放大器參數配置軟件“ADIDiffAmpCalc™”，連接如下：
https://www.analog.com/cn/design-center/interactive-design-tools/adi-diffampcalc.html
如圖3.39，安裝工具之后，通過“▼”選擇所需型號ADA4945，在“ResisterTolerance”項選擇電阻精度為E96，在“Topology”項選擇輸入方式為“Terminate”,然后配置電路增益為1，設置電阻Rg為499Ω，輸入信號峰峰值為1V,信號源阻抗為50Ω,工具將自動計算Rtp為53.6Ω,反相輸入匹配源電阻值為25.8Ω，與上述理論計算值接近。
如圖3.39ADIDiffAmpCalc™工具配置ADA4945參數
3、全差分放大電路噪聲評估
全差分放大電路的噪聲分析相比增益配置更為復雜。如圖3.40為ADA4945-1的差分電路噪聲模型，包括折算到輸入端的電壓噪聲VnIN，電流噪聲inIN−和inIN+（假定相等），通過增益電阻和反饋電阻的并聯組合產生噪聲電壓。VnCM是VOCM引腳的噪聲電壓密度。每個電阻產生的噪聲。
圖3.40ADA4945電路噪聲模型
全差分放大器的輸入端所用噪聲種類，折算到輸出端噪聲的關系，如圖3.41。
其中，噪聲增益Gn為式3-15。
反饋因子β1為式3-16，β2為式3-17。
當RF1與RF2，RG1與RG2完全匹配，β1與β2相同，設為β，代入式3-15整理得到式3-18。
此時VOCM輸出噪聲變?yōu)榱恪？傒敵鲈肼昖nOD是各輸出噪聲項的均方根之和,如式3-19。
圖3.41ADA4945電路噪聲電壓密度
然而，全差分放大電路的噪聲分析并非獨立參數計算，它會涉及增益的調整，增益電阻、反饋電阻的調整，這些調整還會影響電路功耗，計算過程需要大量迭代，由此產生的計算工作量是驚人的。如圖3.42所示配置相比圖3.37的配置，噪聲RMS值下降34.9uV,但功耗卻增加27mW。
圖3.42ADA4945電路配置Rg為200增益為1的噪聲計算結果
綜上，在全差分放大器的設計與評估中，建議大家有輔助工具的優(yōu)先使用輔助工具進行評估。筆者在這里曾走過彎路，2011年從事研發(fā)時，在一個高速采集板卡中使用ADA4932設計三級放大電路，包括單端轉差分增益5倍，全差分增益2倍，全差分增益1倍。尤其是單端轉差分5倍增益的電路輸入端配置設計，通過幾天計算出多組數據準備評估，洋洋得意的坐在試驗臺前準備驗證的時候，突然察覺在迭代過程中忽略選取標準電阻的阻值，這些計算的結果只能通過電阻拼接實現，一股熱血瞬間涌向天門穴，內心千萬頭神獸奔騰而過，深切領悟人和動物的本質區(qū)別是要制造和使用工具?。∷?，再次建議使用ADIDiffAmpCalc™工具。
