具備高功率因數(shù)性能的單級 AC-DC 拓撲結構

作者：Joseph Rodriguez，Rambus接口IP產(chǎn)品營銷經(jīng)理

在AC-DC SMPS應用中，通常會在輸入級使用功率橋式整流器，將交流電壓轉換為單向的直流電壓。在這種拓撲結構中，還會使用大容量電容器作為紋波濾波器，來穩(wěn)定總線電壓，這會導致功率因數(shù)性能較差，并將諧波污染反饋到電網(wǎng)。為了改善功率因數(shù)和諧波電流，通常需要使用PFC電路。但額外增加一個功率級意味著會降低系統(tǒng)效率和可靠性。在本文中，我們提出了一種基于單電感結構的單級AC-DC拓撲結構，具備PFC和LLC功能。該拓撲結構保留了傳統(tǒng)LLC諧振轉換器的零電壓開關（ZVS）優(yōu)勢，同時實現(xiàn)了高功率因數(shù)性能。

背景

在AC-DC SMPS應用中，橋式整流器被用于將交流輸入轉換為直流總線電壓，并為第二級的隔離DC-DC轉換器供電。其中，電流與輸入電壓的不匹配會給電網(wǎng)帶來大量的諧波反饋。因此，電子儀器在接入電網(wǎng)時，需要遵循相關標準規(guī)定的功率因數(shù)規(guī)范和諧波限制。為了解決這些問題，在大多數(shù)AC-DC應用中，通常會使用功率因數(shù)校正技術。

單級AC-DC拓撲結構

在本文中，我們提出了一種整合了PFC功能的單電感結構LLC諧振拓撲結構，如圖1所示。這個拓撲結構由升壓電路和半橋LLC電路組成，二者使用同一對開關MOS Q1和Q2。L1是升壓電路的主電感。當升壓電路的MOSFET Q1和Q2開始交替開關時，L1可以平滑輸入電流、減少相位失配、提高PF值，同時實現(xiàn)LLC諧振轉換。一次側的Q1、Q2均可在ZVS模式下工作，二次側SR MOS可以在ZCS（零電流開關）模式下工作。這可以有效地提高整個系統(tǒng)的效率。

圖1 具有高功率因數(shù)的單級AC-DC拓撲結構

工作原理與狀態(tài)分析

在一個完整的開關周期中，我們可以將這個單極AC-DC轉換器分為8個工作狀態(tài)（包括死區(qū)時間）。為加深理解，我們將逐個分析這些工作狀態(tài)。

圖2：工作狀態(tài)1（t0-t1）

狀態(tài)1（t0-t1）：如圖2所示，藍框圈出的部分不參與該工作狀態(tài)，彩色箭頭表示電流的流動方向，其中，紅色為PFC，綠色為LLC。在狀態(tài)1中，Q1和Q2關斷，L1處于放電模式，連續(xù)的電感電流流經(jīng)Qd1的體二極管、儲能電容C3，然后流經(jīng)D6和C2回到L1。同時，在LLC諧振回路中，電流從諧振回路的上端流過Qd1和C3，回到諧振回路的另一端。在二次側，D7 導通，為輸出電容器C4充電并為負載供電。由于體二極管Qd1在導通模式下工作，Q1的VDS被限制在體二極管正向電壓，在此周期結束時，Q1準備導通， ZVS實現(xiàn)。

圖3：工作狀態(tài)1（t1-t2）

狀態(tài)2（t1-t2）：如圖3所示，在這個工作狀態(tài)中，Q1切換到導通狀態(tài)，L1繼續(xù)放電，電感電流流經(jīng)Q1、C3、D6和C2，然后回到L1。電容器C3仍處于充電模式。在LLC電路中，諧振回路繼續(xù)放電，直至耗盡，此時電流仍從Lr和Cr流出，來對C3充電（如圖3a所示）。充電電流降到0后，耗盡的諧振網(wǎng)絡將得到升壓電感的短時間充電，電流變成反向（如圖3b所示）。在整個工作狀態(tài)2中，變壓器磁感Lm的極性保持在正極接地。在二次側，D7保持導通，并為輸出負載供電。

圖4：工作狀態(tài)3（t2-t3）

工作狀態(tài)3（t2-t3）：如圖4所示，L1完全放電，C3變成放電模式，為整個系統(tǒng)供電。電容器C1放電電流流經(jīng)Q1，為L1充電，并通過D5循環(huán)回來。C3的放電電流還經(jīng)過諧振網(wǎng)絡，通過變壓器傳輸電能，一次側繞組的極性仍然保持為上面為正極，而二次側繞組電流繼續(xù)流經(jīng)D7，為輸出負載供電。

圖5：工作狀態(tài)4（t3-t4）

工作狀態(tài)4（t3-t4）：如圖5所示，t3期間，諧振電流等于勵磁電感Lm中的勵磁電流，不再有電流流向變壓器的一次側繞組，電能傳輸結束，二次側的二極管D7在ZCS 模式中自然關閉，正半周功率傳輸完成。輸出電容C4開始放電，并保持恒定的輸出功率。L1仍由輸入電壓充電，直至 Q1 關斷，充電電流在C1、D5、Q1和L1之間循環(huán)（如圖 5a 所示）。一旦Q1關斷，Q2的Coss開始放電，并參與諧振。在t4期間，Q2的Coss完全放電，VDS降至0，ZVS導通實現(xiàn)。

圖6：工作狀態(tài)5（t4-t5）

工作狀態(tài)5(t4-t5)：如圖6所示，Q2的Coss完全放電后，ZVS在t4期間導通。L1開始放電并為系統(tǒng)供電，電感電流流經(jīng)C1、D5、C3、Q2，然后循環(huán)回來。Cr對Lr持續(xù)充電，Lm在退磁模式下工作，T1的一次側繞組的極性變成下正上負，整流器D8變成正向，電能通過D8傳輸?shù)截撦d。

圖7：工作狀態(tài)6（t5-t6）

工作狀態(tài)6(t5-t6)：如圖7所示，在此期間，L1放電回路與狀態(tài)5相同，不同之處在于諧振回路電流方向相反，Lr開始對Cr充電，Lm反向磁化。T1的一次側繞組的極性仍為下正上負，D8保持導通，二次側電流流過D8，為C4和負載供電。

圖8：工作狀態(tài)7（t6-t7）

工作狀態(tài)7（t6-t7）：如圖8所示，此時Q1處于關斷狀態(tài)，Q2處于導通狀態(tài)。L1存儲的電能完全耗盡，電感器開始由輸入電壓源通過C2充電。充電電流在C2、L1、Q2、D6之間循環(huán)流動。D5自然切斷。在LLC 諧振回路中，一次側繞組的極性為下正上負，電能輸送到二次側，同時電流通過 D8 流向負載。

圖9：工作狀態(tài)8（t7-t8）

工作狀態(tài)8（t7-t8）：如圖9所示，L1充電回路不變。 在t7期間，諧振電流等于 Lm 磁感應電流，沒有電能通過 T1 傳輸。在 ZCS 模式下，二次側的D8關閉。輸出電容器C4開始放電，并為負載供電。

在上述操作狀態(tài)的描述中，我們沒有單獨分析死區(qū)時間。實際上，當兩個開關都關斷時，電感器 L1的電流將通過MOS體二極管繼續(xù)流動，并對 MOSFET 電容器放電，從而實現(xiàn)ZVS。諧振回路的工作模式與LLC 相同，此處不做過多描述。

整個拓撲工作順序如圖10所示，周期從t0開始，到t8結束，分為8個工作狀態(tài)。死區(qū)時間的工作策略與傳統(tǒng)LLC相同，易于理解。在t0之前，Q1的VDS已降至0，因此當Q1在t0導通時， ZVS實現(xiàn)，然后一次側諧振電流上升，并伴隨整個諧振周期。

圖10 工作順序圖

仿真與驗證

仿真

為了驗證單級AC-DC轉換器的操作和控制原理，我們使用SIMetrix軟件進行了專業(yè)仿真。示意圖如圖11所示。

圖11 仿真示意圖

該示意圖包括橋式整流器D1-D4、濾波電容C1和C2、續(xù)流二極管D5和D6、開關MOS Q1和Q2、大容量電容C3、諧振電容Cr、諧振電感Lr以及二次側整流二極管D7和D8。仿真參數(shù)如下表1所示，其中，主要元件的參數(shù)為：C1、C2 330nF、L1 50uH、Lr 120uH、Cr 22nF、Lm 380uH，變壓器匝數(shù)比為8.5:1。仿真結果和波形如下所示。

表1：仿真參數(shù)

圖12：PFC 輸入電流 vs 輸入電壓

圖12提供了交流輸入電壓與交流輸入電流的對比波形。圖13顯示了放大后的電感器電流和輸入電壓。該拓撲結構理想地實現(xiàn)了PFC功能。DCM工作策略使得該拓撲結構更適合有PFC功能需求的中小功率AC-DC SMPS應用。

圖13：IL和AC 輸入的波形（放大后）

圖14：Q2 ZVS導通波形

圖15：Q1 ZVS導通波形

Q1和Q2的ZVS導通特性如圖14和15所示，當MOS的VDS諧振達到0時，柵極導通，ZVS實現(xiàn)，ZVS的行為與 LLC 拓撲結構類似。

演示功能驗證

為了驗證該工作原理在實際案例中的有效性，我們構建了一個基于300w LLC演示板的高功率因數(shù)單級AC-DC轉換器。它的規(guī)格如下：輸入電壓180Vac，輸出功率12V/25A，諧振電容Cr 66nF，諧振電感Lr 54uH，變壓器磁感690uH，匝數(shù)比16.5:1。

在演示中，我們測量了交流輸入電壓和電流，測量結果均與仿真結果相符，實現(xiàn)了預期的PFC功能。諧振回路可以在一次側實現(xiàn)ZVS導通，在二次側實現(xiàn)SR二極管ZSC關斷。電能傳輸至二次側，不會與LLC功能產(chǎn)生任何沖突。此外，諧波電流也得到了很好的匹配。

總結

本文研究了一種具有PFC功能拓撲結構的單級 AC-DC 轉換器。與傳統(tǒng)的兩級拓撲結構相比，即經(jīng)典的PFC+LLC，這種新拓撲結構將兩個電路結合在一起，并在半橋結構中共用一對 MOS，這有利于降低物料清單（BOM）成本和提高功率密度。由于該拓撲只有一個功率電感在DCM模式下工作，因此更適合需要高功率因數(shù)的中小型功率SMPS應用，例如：LED照明、快速充電器等。

參考文獻

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