連載系列：立锜科技60V, 3.5A 工業(yè)級 Buck 轉換器 RTQ6363 的應用信息（續(xù)1）

本文繼續(xù)上期文章的話題，將 RTQ6363 的應用說明翻譯給你做參考。

輸出電容的選擇

輸出電容 COUT 的選擇主要受輸出電壓紋波需求和負載瞬態(tài)響應特性需求的影響。

輸出電壓紋波的峰峰值 ΔVOUT 可由下式進行評估：

其中的 ΔIL 是電感電流紋波峰峰值，其最大值發(fā)生在輸入電壓最高時，因為 ΔIL 會隨著輸入電壓的增加而增加。將多只電容并聯(lián)使用可以滿足應用對 ESR 的需求和對電流紋波有效值的需求。

考慮負載瞬態(tài)變化的影響時，應用對輸出電壓的下墜幅度 VSAG 和隆起幅度 VSOAR 的需求就要被納入考慮范疇，這會影響對輸出電容有效值的選擇。輸出電壓下墜和隆起的幅度與 PWM 控制環(huán)路的交叉頻率有關，其間的關系可用下式進行表達：

陶瓷電容具有很低的等效串聯(lián)電阻 ESR，將其用作輸出電容可帶來非常好的紋波性能，尤其是使用 X7R 規(guī)格電介質(zhì)的電容在溫度和電壓變化下的性能都非常出色，是最值得被推薦的，但是這些電容在不同的直流電壓下和不同的交流信號頻率下都會有不同的容量變化，在設計中是必須被考慮到的。例如，當直流電壓被施加到這些電容上時，它們的電容有效值會隨著直流電壓的升高而不斷降低，大部分陶瓷電容在被使用到它們的額定耐壓時其實際容量都有 50% 甚至更多的損失，所以在選擇其容量時必須將由電壓帶來的影響考慮進去。

續(xù)流二極管的選擇

當上橋 MOSFET 開關截止時，電感電流需要繼續(xù)流動，位于低側的外接二極管就起到了續(xù)流的作用，它連接在 SW 和 GND 之間。

續(xù)流二極管的反向電壓承受能力必須等于或大于最高輸入電壓 VIN_MAX，它的平均正向導通電流承受能力應該等于或大于最大負載電流。從效率的角度考慮，續(xù)流二極管的正向導通電壓應該盡可能地低，反向恢復時間應該盡可能地短。綜合起來看，續(xù)流二極管的最佳選擇是肖特基二極管。

被選作續(xù)流二極管的肖特基二極管的正向導通電壓必須小于圖 6 所示的正向導通電壓限制，這種限制是與溫度有關的，超出這種限制便有可能造成 IC 功能的不正常。

之所以會有這種限制的存在，是因為 RTQ6363 內(nèi)部集成有低側 MOSFET 開關，它的作用是在負載很輕又同時遇到了自舉電容電壓太低時導通以實現(xiàn)對自舉電容的再充電。這個低側開關包含有體二極管，它的電流通過能力非常有限，如果上述續(xù)流二極管的正向導通電壓超過了這個體二極管的導通電壓，那么應該流過續(xù)流二極管的電流就會嘗試通過該體二極管，這樣就很容易讓其受到損傷，IC 的功能自然也就不正常了。參見下圖，它借用自我們前面提及的 AN063。

續(xù)流二極管的損耗是在進行型號選擇時必須考慮的一個因素，它不能超出所選二極管的最大承受能力。續(xù)流二極管的損耗包含兩個部分，一為導通損耗，一為切換損耗。導通損耗與正向導通電壓和電流有關，切換損耗則與其結電容有關。續(xù)流二極管的實際功耗可由下述公式進行估算：

其中的 CJ 是續(xù)流二極管的結電容容量。

關于續(xù)流二極管的選擇，除了這里提到的內(nèi)容以外，應用筆記 AN063 里還特別比較了平面型肖特基二極管和溝道型肖特基二極管的差異，它們由于具有完全不同的反向漏電流特性而在高溫高壓的應用中表現(xiàn)出完全不同的特性，其差異有可能會讓你大吃一驚，對此感興趣者可以前去了解一下。

輸出電壓的設定

在輸出端和 GND 之間連接一個電阻分壓器，將其中間節(jié)點和 FB 連接起來，這樣就可完成對輸出電壓的設定。

電阻分壓器可使 FB 以確定的比例感知到輸出電壓的任何變化，輸出電壓和兩個分壓電阻之間的關系如下式所示：

其中的 VREF 是參考電壓，其典型值為 0.8V。

電阻分壓器應該被放置在距離 FB 引腳不超過 5mm 的地方。R2 的取值不應該大于 80kΩ 以避免噪聲的影響，與其對應的 R1 可用下述公式計算得到：

為了保證輸出電壓的精度，分壓電阻應該具有 ±1% 或是更高的精度。

補償網(wǎng)絡的設計

環(huán)路補償?shù)淖饔檬谴_保系統(tǒng)在擁有最好的動態(tài)特性的同時還能穩(wěn)定地運作，這在沒有補償?shù)南到y(tǒng)中是很難做到的。電源系統(tǒng)不穩(wěn)定的典型表現(xiàn)包括出現(xiàn)在磁性元件或陶瓷電容里的音頻噪聲、開關切換波形的抖動、輸出電壓的波動以及 MOSFET 功率開關的過熱表現(xiàn)等等。在大多數(shù)情況下， RTQ6363 使用的峰值電流模式控制架構僅需使用兩只外部元件即可獲得穩(wěn)定的效果，參見下圖 8。

通過使用適當?shù)难a償，我們在設計中便可使用任何類型的電容，其容量也可以根據(jù)不同的需要進行選擇，控制回路的交叉頻率也可以根據(jù)需要進行設定，還能優(yōu)化瞬態(tài)響應的表現(xiàn)。
在環(huán)路的交叉頻率附近，峰值電流模式 Buck 轉換器的控制回路（PCMC）可以被簡化為如圖 9 所示的形式：

我們這里介紹的方法可以簡化計算過程，忽略了 IC 內(nèi)部的斜率補償帶來的影響。由于忽略了斜率補償，實際的交叉頻率通常就會低于計算所得的交叉頻率。在將計算所得的結果用于產(chǎn)品生產(chǎn)以前，對模型進行仔細的測試驗證是非常必要的。需要注意的是，即使電源供應器的理論模型都是正確的，它也不能將實際電路的寄生參數(shù)和元件的非線性特性都包含進去，其中就包括輸出電容的 ESR 變化、電感和電容的非線性特性等等，另外還有 PCB 上的電路噪聲、測量精度的限制等等都會導致測量誤差。使用網(wǎng)絡分析儀進行測量可以獲得準確的波特圖，而立锜應用筆記 AN038 （《怎樣利用快速瞬變負載測試 DC/DC 轉換器》）也提供了另外一個可以快速進行穩(wěn)定性測量的替代方案，實施起來也非常容易。

一般情況下，使用下面的步驟即可將補償元件的參數(shù)計算出來：

1．設定交叉頻率 fC。為了保持環(huán)路的穩(wěn)定，目標中的環(huán)路增益應該是從很低的頻率開始到超出交叉頻率的范圍內(nèi)有 -20dB/dec 的斜率。通常來說，推薦將交叉頻率設定在工作頻率的 1/20~1/10 即工作頻率 fSW 的 5%~10% 的范圍內(nèi)。對 RTQ6363 來說，還有不要使交叉頻率高于? 80kHz 的要求。從動態(tài)特性的角度考慮，較高的帶寬會帶來較快的瞬態(tài)響應速度，但也會同時導致轉換器對噪聲影響的敏感，可以讓我們很容易就會在開關節(jié)點電壓波形上看到下降沿的抖動現(xiàn)象。

2．計算 RCOMP：

其中，gm 是誤差放大器的傳導系數(shù)（440μA/V），gm_cs 是 COMP 對電流信號的傳導系數(shù)（12A/V）。COUT 會受到溫度、直流偏置電壓和開關切換工作頻率的影響，設計時必須把這些因素考慮進去。

3．必須用一個零點來補償由輸出電容和最大負載（RL）給轉換器帶來的極點的影響，由此可計算出 CCOMP：

4．輸出電容 COUT 和它的 ESR 會決定一個環(huán)路零點的位置，增加一個 CCOMP2 電容可引入一個極點來消除該零點的影響，其位置應該位于該 ESR 零點處或是工作頻率的 1/2 處。CCOMP2 的計算公式如下：

如果工作頻率的 1/2 低于 ESR 零點頻率，補償極點就需要設定在工作頻率的 1/2 處，此時就有

需要注意的是，CCOMP2 是個可選的元件，其作用是增強轉換器不受噪聲影響的能力。

自舉驅動器的供電問題

連接在 BOOT 和 SW 引腳之間的自舉電容 CBOOT 是用來生成一個高于輸入電壓 VIN 的電壓軌，一個內(nèi)部電壓源可在續(xù)流二極管導通時經(jīng)過一只內(nèi)部二極管對它進行充電，充入其中的電能可在隨后發(fā)生的上橋導通期間提供電源供應。對于大多數(shù)應用來說，一只 0.1μF、0603 封裝的 X7R 規(guī)格電容就可以滿足這只電容的需要，其耐壓規(guī)格應該等于或大于 6.3V。
外加自舉充電二極管

當輸入電壓低于 5.5V 或是占空比高于 65% 時，必須利用連接在外加的 5V 電源和 BOOT 引腳之間的另外一只二極管來改善上橋 MOSFET 開關的導通狀況以提高效率，推薦的應用電路如下圖所示：

這只二極管可以是低成本的 1N4148 之類的型號，而另外的 5V 電源可以是系統(tǒng)中另外的 5V 電壓源，或者就是 RTQ6363 自身輸出的 5V 電壓，需要注意的是 BOOT 引腳和 SW 引腳之間的電壓 VBOOT_SW 必須低于 5.5V。下圖顯示的是有這個外加電源和沒有這個外加電源時的效率之間的差異：

可選的外加自舉電阻

IC 內(nèi)部用來驅動上橋 MOSFET 開關的柵極驅動器都是經(jīng)過優(yōu)化設計的結果，它總是被設計得足夠強大，足以驅動開關快速通斷以降低功率損失，同時又不能太強，以便能將 EMI 問題控制到發(fā)生幾率最小的程度。EMI 問題的產(chǎn)生通常就是因為開關導通的速度太快了，會生成很大的 di/dt 噪聲；而在開關截止的時候，開關節(jié)點儲存的電能又需要被電感電流造成的放電過程釋放掉，這時存在上橋開關已經(jīng)截止和續(xù)流二極管還處于截止狀態(tài)的死區(qū)時段。

在某些清況下，人們希望 EMI 問題要盡可能少，即使造成更多的功率損耗也在所不惜，這時就可以在 BOOT 端和自舉電容的連接線上串入一只自舉電阻 RBOOT，這可以帶來降低上橋 MOSFET 開關導通速度的效果，其具體做法見下圖，其中接入的電阻 RBOOT 的值可以從幾個 Ω 到 10Ω，封裝可以是 0402 或 0603 的。

這種做法可以降低上橋 MOSFET 開關的導通速度，相應的 VSW 的上升速度就可以降下來。

既能改善 EMI 性能、又能提高上橋 MOSFET 開關導通程度的推薦電路見下圖，其重點是利用外加的電源來提高了上橋 MOSFET 開關的驅動電壓，但是其導通的速度依然是受到了限制的。

（未完待續(xù)）

轉載自RichtekTechnology。